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2023年4月4日发(作者:outofmemory)
任务2:两电平电压源逆变器空间矢量调制方案
周乐明学号:S11092064电气2班
摘要
提出了三相两电平逆变器的空间矢量调制方法,详细讨论了两电平逆变器的工作原理
及空间矢量调制的基本原理,并给出一个具体的仿真实例,通过仿真,可以得出实际运行
中的电压、电流的波形,而且在文中给出了实例的电路原理图,使得对于空间矢量调制的
原理得以更加清楚的认识。
1.两电平电压源逆变器空间矢量调制
1.1结构试图
三相电压型逆变器电路原理图如图2.1所示。定义开关量a,b,c和a',b',c'表示6个功
率开关管的开关状态。当a,b或c为1时,逆变桥的上桥臂开关管开通,其下桥臂开关管关断(即
a',b'或c'为0);反之,当a,b或c为0时,上桥臂开关管关断而下桥臂开关管开通(即a',
b'或c'为1)。由于同一桥臂上下开关管不能同时导通,则上述的逆变器三路逆变桥的组态一共有8
种。对于不同的开关状态组合(abc),可以得到8个基本电压空间矢量。各矢量为:
表2-1开关组态与电压的关系
abcVanVbnVcnVabVbcVcaUout
100
2Udc/3-Udc/3-Udc/3Udc
0
-Udc■|Udc
3
Uout
2Udc,
L
2
be'
(2-1)
则相电压Van、Vbn、Ven,线电压Vab、
r
Vbc、Vca以及Uout(abc)的值如下表2-1所示(其中
Ude为直流母线电压)。
示的电压空间矢量图。
它们将复平面分成了
1.2SVPWM算法实现
SVPWM的理论基础是平均值等效原理,即在一个开关周期TPWM内通过对基本电压矢量加以组
合,使其平均值与给定电压矢量相等。本文采用电压矢量合成法实现SVPWM。如
上图2.2所示,在某个时刻,电压空间矢量U
out
旋转到某个区域中,可由组成这个区域的两
个相邻的非零矢量(UK和UK+1)和零矢量(U。)在时间上的不同组合来得到。先作用的UK称
为主矢量,后作用的UK+1
称为辅矢量,作用的时间分别为TK和TK+1,U
000
作用时间为To
010-Udc/32Udc/3-Udc/3-UdcUdc0
2打
-Udce3
3
110Udc/3Udc/3-2Udc/30Udc-Udc
-Udce〈
3
001-Udc/3-Udc/32Udc/30-UdcUdc
r.4
23
一Udee
3
101Udc/3-2Udc/3Udc/3Udc-Udc0
2点-
Udee
3
011-2Udc/3Udc/3Udc/3-Udc0Udc—U
dc
ej
3dc
1110000000
可以看出,在8种组合电压空间矢量中,有2个零电压空间矢量,6个非零电压空间矢
量。将8种组合的基本空间电压矢量映射至图2.11所示的复平面,即可以得到如图2.13所
6个区,称之为扇
区。
图22电压空间矢量与对应的(abc)示意图
以扇区I为例,空间矢量合成示意图如图2.3所示。根据平衡等效原则可以得到下式:
在SVPWM调制中,调制深度最大值可以达到1.1547,比
深度1高出0.1547,这使其直流母线电压利用率更高,也是优
点。
(1)判断电压空间矢量Uout所在的扇区
T1T2ToTPWM
(2-3)
Ui
U
2
Uo
TPWM
Ft
T
PWM
(2-4)
式中,T1,T2,T0分别为U
0
,U
60
和零矢量U
000
和U
111
的作用时间,B为合成矢量与
主矢量的夹角。
ir
Ueo
ur
U2
Uout
-------ur-
uU0
要合成所需的电压空间矢量,
U1
T
图2.3电压空间矢量合成示意图
需要计算T1,T2,T0,由图2.14可以得到:
r
Uout
r
U
2
sin2
/3
sin(
/3)
sin
rrr
U0
1
=IU60I=2Ude/3和IUout
(2-5)
I=Um代入式(2-30)中,可以得到:
To
巧U^TPWMsin
Ude
TPWM(1'3U
meosH))
Ude6
(2-6)
取SVPWM调制深度M、、3U
m
/Udc,在SVPWM
调制中,要使得合成矢量在线性
区域内调制,则要满足U
out
Um2Ude/3,即Mmax
2/乜1.15471。由此可知,
SPWM调制最高所能达到的调制
SVPWM控制算法的一个主要
/3
Ts斤
将式(2-29)及I
-3U
mTPWM
Ude3
判断电压空间矢量Uout所在扇区的目的是确定本开关周期所使用的基本电压空间矢
量。用Ua和UB表示参考电压矢量Uout在aB轴上的分量,定义Urefl,Uref2,Uref3三个变量,令:
Ureflu
Uref2・3uU(2-7)
Uref3'、3UU
再定义三个变量A,B,C通过分析可以得出:
若Uref1>0,贝VA=1,否则A=0;
若Uref2>0,则B=1,否则B=0;
若Uref3>0,则C=1,否则C=0。
令N=4*C+2*B+A,则可以得到N与扇区的关系,通过下表2-2得出Uout所在的扇区(如图
2.2)。
表2-2N与扇区的对应关系
Table2-2ThecorrespondingrelationshipbetweenNandsector
N3
1
54
62
扇区
In出IVV
(2)确定各扇区相邻两非零矢量和零矢量作用时间
由图2.14可以得出:
则上式可以得出:
^T
PWMC.3Uu)
2Udc
3TPWMu
Udc
同理,以此类推可以得出其它扇区各矢量的作用时间,可以令:
X3TPWMu
Udc
Y
'3TPWM
/)(uu)
Udc2
Z3TPWM
(逅)
(uu)
Udc2
可以得到各个扇区「、T2、T0作用的时间如下表2-3所示。
表2-3各扇区「、T2、T0作用时间
Table2-3TheeffecttimeofT1、T2、T0everysector
N
12
345
6
严U。
1PWM
T
T
2
U60
1PWM
T
PWM
sin—
3
U60
cos—
3
(2-8)
(2-9)
(2-10)
T1ZY-Z-XX-Y
T2Y-XXZ-Y-Z
T0
TPWM=Ts-T1-T2
如果当Tl+T2>TPWM,必须进行过调制处理,则令
(2-11)
(3)确定各扇区矢量切换点定义:
Ta(TPWMT1T2)/4
TbTaTi/2
TcTbT2/2
二相电压开关时间切换点Tempi、Tcmp2、Tcmp3与各扇区的关系如下表2-4所示。
表2-4各扇区时间切换点Tempi、Tcmp2、Tcmp3
Table2-4TheswitchingtimeofTcmpi、Tcmp2、Tcmp3everysector
N123456
Tcmp
1
TbTaTaTcTcTb
Tcmp
2
TaTcTbTbTaTc
Tcmp
3
TcTbTcTaTbTa
为了限制开关频率,减少开关损耗,必须合理选择零矢量000和零矢量111,使变流器
开关状态每次只变化一次。假设零矢量000和零矢量111在一个开关周期中作用时间相同,生
成的是对称PWM波形,再把每个基本空间电压矢量作用时间一分为二。例如图1-4所示的扇
区I,逆变器开关状态编码序列为000,100,110,111,110,100,000,将三角波周期TPWM
作为定时周期,与切换点Tcmp1、Tcmp2、Tcmp3比较,从而调制出SVPWM波,其输出波形如图2.15
所示。同理,可以得到其它扇区的波形图。
J—
PWMAp-1
PWMB1
PWMC
T0/4T1/2丁2/2-
T°/4T0/4T2/2T1/2
一
T°/4.
U0001U0j
:U60:
U111U111U60U0U000
(000)(100)(110)(111)(111)(110)(100)(000)
TaTbTc
图2.4扇区I内三相PWM调制方式
(2-12)
T2TPWM
TiT2
基准电流IB—106/3/(4160/.3)138.8A3VB
又功率因素为0.95,有
设基准电阻为X,基准电抗为丫
2
则有—
0.9
因此线路总漏电感
其中Vdcma*,3*Vref=5883V
nk仿真得到的波形
其中a)为VAB的波形,b)为iA的波形,c)为VAB的THD,d)
为iA的THD
a)
1.3参数计算
基准相电压V
V
R
4160/32401.7VV
.3
基准阻抗Z
B
VB4160/3/(240/.3)
17.3V/A
17.32
0.95
X
b)
1D0
51015202530
Harmonicorder
Fundamental(30Hzj-25&413074%
76o
5
4
3
2
1
o.
o'.
OL
o
o.
°a.
(
s
u
g
e
p
u
L?
右
牢
)
5
乏
4
3
2
1
o
(
-
-s
L
I
CD
U
I
E
P
U
n
L
d)
图Ama=0.4f=30HZ
a)
b)
Fundamental(60Hz>=2579THID=13075%
6
Harmo'ii亡order
.21
CO
肯
4
2
1oo.o.o
=
吕
U9lu
-s-
urfJO
b)
Harmonicorder
d)
图Bma=0.4f=60HZ
a)
024681012U16
=E
C
①m-g
un
LL
15
迟
M■■■■■■■■■■■■■■■■■
6
Harmonicorder
c)
Fundamental(6OH2)=124-.6THD=20.20%
024601012U16
Harmonicorder
d)
图Cma=0.8,f=60HZ
.2J
(_Eluq>LU
sun
Li_
£
誤
)gw
b)
Fundamental(30Hzi=5152,THD=60.76%
510152D2530
Harmonicorder
c)
FundamentalOOHz)=133.1,THD=14.92%
a)
llilllillii
4
3
O
O-
〔
-
e
F
o
E
P
P
L
I
n
-
芯
£
>
-?O-
4—
43210
(-gcOJ
lunlpun
Ll.
黒
一
Bmw
IHIIIIIIIIIB
M
51015202530
Harmonicorder
d)
图Dma=0.8,f=30HZ
3结论
的波形并非半波对称,它包含有奇次谐波和偶次谐波。
2.由于负载电感的滤波效果,iA的THD远小于VAB的THD,这是由于收
到了负载电感滤波的影响。
3.电压和电流的谐波以边带形式出现,采样频率及倍频为中心分布在两
边。
4.几波电压与调制因素成正比
的THD睡着ma的增加而减小。
6.每半个基波周期中的脉冲个数Np对THD的影响不大
附图二:两电平电压源逆变器空间矢量调制图
图3.1整体模型
图3.2SVPWM仿真模型图
图3.4t1、t2时间的计算
图3.3中间变量XYZ
Switdil
CZ)
*CD
LSfrti
4J
上
-D
U
hi」Itiport
"I仙
*QD
ian2
*CCJ
tsmil
图3.5计算切换时间tcmltcm2tcm3
图3.6导通时刻模块
图3.7三相到两相静止变换
图3.8扇区选择模块
Qain^
cx
>
LE
S4Jb73Zt
Subtradl
6gin1S^inl
XZDXZD
ub
ub
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