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任务2:两电平电压源逆变器空间矢量调制方案

周乐明学号：S11092064电气2班

摘要

提出了三相两电平逆变器的空间矢量调制方法，详细讨论了两电平逆变器的工作原理

及空间矢量调制的基本原理，并给出一个具体的仿真实例，通过仿真，可以得出实际运行

中的电压、电流的波形，而且在文中给出了实例的电路原理图，使得对于空间矢量调制的

原理得以更加清楚的认识。

1.两电平电压源逆变器空间矢量调制

1.1结构试图

三相电压型逆变器电路原理图如图2.1所示。定义开关量a,b,c和a'，b'，c'表示6个功

率开关管的开关状态。当a，b或c为1时，逆变桥的上桥臂开关管开通，其下桥臂开关管关断（即

a'，b'或c'为0）;反之，当a，b或c为0时，上桥臂开关管关断而下桥臂开关管开通（即a'，

b'或c'为1）。由于同一桥臂上下开关管不能同时导通，则上述的逆变器三路逆变桥的组态一共有8

种。对于不同的开关状态组合（abc），可以得到8个基本电压空间矢量。各矢量为：

表2-1开关组态与电压的关系

abcVanVbnVcnVabVbcVcaUout

100

2Udc/3-Udc/3-Udc/3Udc

0

-Udc■|Udc

3

Uout

2Udc,

L

2

be'

(2-1)

则相电压Van、Vbn、Ven，线电压Vab、

r

Vbc、Vca以及Uout（abc）的值如下表2-1所示（其中

Ude为直流母线电压）。

示的电压空间矢量图。

它们将复平面分成了

1.2SVPWM算法实现

SVPWM的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期TPWM内通过对基本电压矢量加以组

合，使其平均值与给定电压矢量相等。本文采用电压矢量合成法实现SVPWM。如

上图2.2所示，在某个时刻，电压空间矢量U

out

旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两

个相邻的非零矢量（UK和UK+1）和零矢量（U。）在时间上的不同组合来得到。先作用的UK称

为主矢量，后作用的UK+1

称为辅矢量，作用的时间分别为TK和TK+1，U

000

作用时间为To

010-Udc/32Udc/3-Udc/3-UdcUdc0

2打

-Udce3

3

110Udc/3Udc/3-2Udc/30Udc-Udc

-Udce〈

3

001-Udc/3-Udc/32Udc/30-UdcUdc

r.4

23

一Udee

3

101Udc/3-2Udc/3Udc/3Udc-Udc0

2点-

Udee

3

011-2Udc/3Udc/3Udc/3-Udc0Udc—U

dc

ej

3dc

1110000000

可以看出，在8种组合电压空间矢量中，有2个零电压空间矢量，6个非零电压空间矢

量。将8种组合的基本空间电压矢量映射至图2.11所示的复平面，即可以得到如图2.13所

6个区，称之为扇

区。

图22电压空间矢量与对应的（abc）示意图

以扇区I为例，空间矢量合成示意图如图2.3所示。根据平衡等效原则可以得到下式：

在SVPWM调制中，调制深度最大值可以达到1.1547，比

深度1高出0.1547,这使其直流母线电压利用率更高，也是优

点。

(1)判断电压空间矢量Uout所在的扇区

T1T2ToTPWM

(2-3)

Ui

U

2

Uo

TPWM

Ft

T

PWM

(2-4)

式中，T1,T2,T0分别为U

0

,U

60

和零矢量U

000

和U

111

的作用时间，B为合成矢量与

主矢量的夹角。

ir

Ueo

ur

U2

Uout

-------ur-

uU0

要合成所需的电压空间矢量,

U1

T

图2.3电压空间矢量合成示意图

需要计算T1,T2,T0,由图2.14可以得到:

r

Uout

r

U

2

sin2

/3

sin(

/3)

sin

rrr

U0

1

=IU60I=2Ude/3和IUout

(2-5)

I=Um代入式(2-30)中，可以得到:

To

巧U^TPWMsin

Ude

TPWM(1'3U

meosH))

Ude6

(2-6)

取SVPWM调制深度M、、3U

m

/Udc，在SVPWM

调制中，要使得合成矢量在线性

区域内调制，则要满足U

out

Um2Ude/3，即Mmax

2/乜1.15471。由此可知,

SPWM调制最高所能达到的调制

SVPWM控制算法的一个主要

/3

Ts斤

将式(2-29)及I

-3U

mTPWM

Ude3

判断电压空间矢量Uout所在扇区的目的是确定本开关周期所使用的基本电压空间矢

量。用Ua和UB表示参考电压矢量Uout在aB轴上的分量，定义Urefl,Uref2,Uref3三个变量，令：

Ureflu

Uref2・3uU(2-7)

Uref3'、3UU

再定义三个变量A,B,C通过分析可以得出：

若Uref1>0,贝VA=1，否则A=0；

若Uref2>0，则B=1，否则B=0；

若Uref3>0，则C=1，否则C=0。

令N=4*C+2*B+A，则可以得到N与扇区的关系，通过下表2-2得出Uout所在的扇区(如图

2.2)。

表2-2N与扇区的对应关系

Table2-2ThecorrespondingrelationshipbetweenNandsector

N3

1

54

62

扇区

In出IVV

(2)确定各扇区相邻两非零矢量和零矢量作用时间

由图2.14可以得出:

则上式可以得出:

^T

PWMC.3Uu)

2Udc

3TPWMu

Udc

同理，以此类推可以得出其它扇区各矢量的作用时间，可以令:

X3TPWMu

Udc

Y

'3TPWM

/)(uu)

Udc2

Z3TPWM

(逅)

(uu)

Udc2

可以得到各个扇区「、T2、T0作用的时间如下表2-3所示。

表2-3各扇区「、T2、T0作用时间

Table2-3TheeffecttimeofT1、T2、T0everysector

N

12

345

6

严U。

1PWM

T

T

2

U60

1PWM

T

PWM

sin—

3

U60

cos—

3

(2-8)

(2-9)

(2-10)

T1ZY-Z-XX-Y

T2Y-XXZ-Y-Z

T0

TPWM=Ts-T1-T2

如果当Tl+T2>TPWM，必须进行过调制处理，则令

(2-11)

(3)确定各扇区矢量切换点定义：

Ta(TPWMT1T2)/4

TbTaTi/2

TcTbT2/2

二相电压开关时间切换点Tempi、Tcmp2、Tcmp3与各扇区的关系如下表2-4所示。

表2-4各扇区时间切换点Tempi、Tcmp2、Tcmp3

Table2-4TheswitchingtimeofTcmpi、Tcmp2、Tcmp3everysector

N123456

Tcmp

1

TbTaTaTcTcTb

Tcmp

2

TaTcTbTbTaTc

Tcmp

3

TcTbTcTaTbTa

为了限制开关频率，减少开关损耗，必须合理选择零矢量000和零矢量111,使变流器

开关状态每次只变化一次。假设零矢量000和零矢量111在一个开关周期中作用时间相同，生

成的是对称PWM波形，再把每个基本空间电压矢量作用时间一分为二。例如图1-4所示的扇

区I，逆变器开关状态编码序列为000,100,110,111,110,100,000,将三角波周期TPWM

作为定时周期，与切换点Tcmp1、Tcmp2、Tcmp3比较，从而调制出SVPWM波，其输出波形如图2.15

所示。同理，可以得到其它扇区的波形图。

J—

PWMAp-1

PWMB1

PWMC

T0/4T1/2丁2/2-

T°/4T0/4T2/2T1/2

一

T°/4.

U0001U0j

:U60：

U111U111U60U0U000

(000)(100)(110)(111)(111)(110)(100)(000)

TaTbTc

图2.4扇区I内三相PWM调制方式

(2-12)

T2TPWM

TiT2

基准电流IB—106/3/(4160/.3)138.8A3VB

又功率因素为0.95,有

设基准电阻为X，基准电抗为丫

2

则有—

0.9

因此线路总漏电感

其中Vdcma*，3*Vref=5883V

nk仿真得到的波形

其中a）为VAB的波形，b）为iA的波形，c）为VAB的THD，d）

为iA的THD

a)

1.3参数计算

基准相电压V

V

R

4160/32401.7VV

.3

基准阻抗Z

B

VB4160/3/(240/.3)

17.3V/A

17.32

0.95

X

b)

1D0

51015202530

Harmonicorder

Fundamental(30Hzj-25&413074%

76o

5

4

3

2

1

o.

o'.

OL

o

o.

°a.

(

s

u

g

e

p

u

L?

右

牢

)

5

乏

4

3

2

1

o

(

-

-s

L

I

CD

U

I

E

P

U

n

L

d)

图Ama=0.4f=30HZ

a)

b)

Fundamental(60Hz>=2579THID=13075%

6

Harmo'ii亡order

.21

CO

肯

4

2

1oo.o.o

=

吕

U9lu

-s-

urfJO

b)

Harmonicorder

d)

图Bma=0.4f=60HZ

a)

024681012U16

=E

C

①m-g

un

LL

15

迟

M■■■■■■■■■■■■■■■■■

6

Harmonicorder

c)

Fundamental(6OH2)=124-.6THD=20.20%

024601012U16

Harmonicorder

d)

图Cma=0.8,f=60HZ

.2J

(_Eluq>LU

sun

Li_

£

誤

)gw

b)

Fundamental(30Hzi=5152,THD=60.76%

510152D2530

Harmonicorder

c)

FundamentalOOHz)=133.1,THD=14.92%

a)

llilllillii

4

3

O

O-

〔

-

e

F

o

E

P

P

L

I

n

-

芯

£

>

-?O-

4—

43210

(-gcOJ

lunlpun

Ll.

黒

一

Bmw

IHIIIIIIIIIB

M

51015202530

Harmonicorder

d)

图Dma=0.8,f=30HZ

3结论

的波形并非半波对称，它包含有奇次谐波和偶次谐波。

2.由于负载电感的滤波效果，iA的THD远小于VAB的THD,这是由于收

到了负载电感滤波的影响。

3.电压和电流的谐波以边带形式出现，采样频率及倍频为中心分布在两

边。

4.几波电压与调制因素成正比

的THD睡着ma的增加而减小。

6.每半个基波周期中的脉冲个数Np对THD的影响不大

附图二：两电平电压源逆变器空间矢量调制图

图3.1整体模型

图3.2SVPWM仿真模型图

图3.4t1、t2时间的计算

图3.3中间变量XYZ

Switdil

CZ)

*CD

LSfrti

4J

上

-D

U

hi」Itiport

"I仙

*QD

ian2

*CCJ

tsmil

图3.5计算切换时间tcmltcm2tcm3

图3.6导通时刻模块

图3.7三相到两相静止变换

图3.8扇区选择模块

Qain^

cx

>

LE

S4Jb73Zt

Subtradl

6gin1S^inl

XZDXZD

ub

ub