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2023年9月16日发(作者:)
第卷第期
396
200512December2005
年月,
电力电子技术
PowerElectronics
Vol.39No.6
,
三相单级高功率因数软开关变换器
AC/DC
黄念慈,段述江,凡木文,白三中
(四川大学,四川成都)
610065
摘要:采用伪相移式全桥零电压零电流(
变换器完成三相功率因数校正(和输出电压调节))
PPS-FB-ZVZCSPFC
双重功能,并能有效抑制直流母线电压。本文对其进行了理论分析、关键参数计算、计算机仿真和实验室样机实验验
功率因数达到,轻载时直流母线电压小于。证。实验表明,其最大输出功率为,
0.99800V10kW
关键词:功率因数;变换器软开关
/
中图分类号:,文献标识码:文章编号:()
TM464TM714.3A1000-100X200506-0022-03
NovelHigh-PowerThree-PhaseSingle-StageUnity-Power-Factor
AC/DCConverterwithSoft-Switching
HUANGNian-ciDUANShu-jiangFANMu-wenBAISan-zhong
,,,
(,,)
SichuanUniversityChengdu610065China
AbstractThePFCandtheoutputvoltagemodulationaresimultaneouslyachievedinuseofapseudo-phase-shifting-
:
PPS-FB-ZVZCSwithzero-voltage-zero-currentswitchingaswellasrestrainingtheDC-linkvoltage.fullbridgeconverter
)(
Itsoperationprinciplecalculationofkeyparameterscomputersimulationandexperimentresultsofa10kWprototypeare
,,
presented.TheDC-linkvoltageisbelow800Vandthepowerfactorofthesystemisabove0.99.
Keywords:PFconverter/soft-switching
;
1
引言
电力电子装置的广泛应用,带来了日益严重的
电磁环境污染,导致了电网中大量的谐波和电磁干
扰(。究其原因,主要是电力电子装置整流滤波)
EMI
电路的非线性,以及功率开关管在高电压下导通,大
电流下关断时的硬开关工作方式。为消除电流谐波,
可加入功率因数校正(电路,而减少最有效)图示出本文提出的三相单级高功率因数软开
EMIPFC1
的办法是采用软开关工作方式。开发研究高功率因关变换器电路拓扑。它由三相三线制输入电
数的软开关变换器一直是本学科的一个热源、三相高频滤波网络、功率因数校正及全
AC/DCDC/DC
点。目前,小功率的单相高功率因数变换技术桥变换器部分组成。星形连接的高频滤波电容
AC/DC4C
已较成熟。市场上有许多相应的专用集成控制芯片,的中点连接到逆变器超前桥臂的两个开关管
如,,等等。外围电路相当简和中间,在或导通时,为输入电感
UC3854L6561MC33262VZVZVZL
单,功率因数可达,在消费类电子产品中已获得构成储能回路,在模式下完成功率因数校正
0.99DCM
广泛应用。大功率的三相高功率因数变换器,(。)和和滞后臂开关管和构成
AC/DCPFCVZVZVZVZ
因其电路拓扑结构和控制都较复杂,而且大功率装一个零开关损耗的全桥变换器。逆变器采用
置的谐波污染更突出,吸引了许多专家学者从不同伪相移式控制。
角度对其开展了研究。目前较成熟的是采用
[1 ̄3]
PFCDC/DC
级加变换级的两级方案。它能达到较
好的性能指标,但缺点是元件多,效率低,成本高。
然而,电路结构相对简单的单级方案正成为大家
关注的焦点,其主要问题在于如何使输入电流谐
波满足标准要求,且在调节输出电压的同时,抑制
定稿日期:
2005-10-21
作者简介:黄念慈(男,广东南海人,教授,研究方)
1945-
向为绿色电力电子技术。
直流母线上可能产生的上千伏高压
[4]
。本文提出了一
种基于伪相移(控制的大功率)
Pseudo-Phase-Shifting
三相单级高功率因数软开关变换器。它的拓
AC/DC
扑结构简单、控制容易,直流母线电压可抑制在
U
GB
输出功率,功率因数。以下,
P=10kWPF=0.99800V
o
2
电路拓扑及控制方法
AC/DC
d
NVZ
1
313in
1324
DC/DC
[5]
图三相三线变换器的电路拓扑结构
1
图
2
示出各开关时序及其工作波形。其工作原
理为:对角开关管,或,同时开通;
VZVZVZVZ
1234
22
三相单级高功率因数软开关变换器
AC/DC
VZ
132413131
和比和先关断。和的关断入电感和构成独立回路,将能量储存在和
VZVZVZVZVZLLL
时间可以调节,和的关断时间固定不变。因中。相电压小于零,二极管导通,再通过
VZVZBVD
2435
此,改变和释放电感中的能量。当足和构成回路,
VZLCC
12d1d
VZ
3d
的导通时够大时,星形连接的的中点等效于三相电源的
间,可以调节中性点。因此,加在和两端的电压分别为和
逆变器的工。加在上的电压为。在此期间,加在电感;
P+uu
o2GBbc
作频率是固定上的电压近似于恒定值,和上的电流和
的。在用于三相近似线性增长,在关断时,达到最大值;上的
四线电源系统电流从负的最大值向零线性减小。
时,点即可与()第二阶段图示出该阶段的工作过程。
N23b
图2各开关时序及工作波形
L
VZ
CN
LLu
13a
LU
LLii
13L1L3
VZL
12
i
L2
在时刻,因开关管并联,先关断(为零中性线连接。
tCVZVZ
1111
电压关断);变压器的对充电,当与放电。
iCNC
Lp13
Gu
点之间的电压
NG3
下降为零,即放电到零时,
C
之后完成的零电压开通。自然导通,
VZ
3r3
VD
()第三阶段图示出该阶段的工作过程。
33c
并在谐振电容的作用下迅经和续流,
CVZVD
bLp23
i
速下降,当下降至的临界饱和电流时,退出饱
LL
ss
和,阻止反向。
i
Lp
()第四阶段图示出该阶段的工作过程。
43d
在时刻,在时刻,即延迟实现零电流关断;
ttVZ
232
一定时间(滞后臂死区时间),零电流开通;
VZVZ
43
和共同导通,电源向零电压开通。饱和,
VZVZL
43s
负载输出功率。开通,使和两点等电位,加
VZGN
3
在和上的电压分别为和。加在
LLuuL
13aGBcGB2
-U-U
上的电压为。在此期间,考虑到整流电压近似恒
u
b
定,和从最大值近似线性减小到零;从零负
iii
L1L3L2
向线性增加到负最大值,在关断时达到负的最
VZ
3
大值。之后,进入下半周期,运行模式与上述相似。
3
工作原理
为了简化分析,假设:包视所有的开关器件,
①
括二极管为理想器件;三相线电压对称;忽略高
②③
频输入滤波器的影响;因高频开关周期远远小
④
T
s
于电源交流电周期,因此在一个内,可视,,
TTuu
sab
u
cGB
不变;视为定值。取三相中一相电压过零
⑤
U
点,即改变极性作为开始,变换器的工作过程每
60°
选取在相为例,
0°A~60°
重复一次。下以之间的众
多
T
s
中的一个周期,描述逆变级的各个工作阶段。
在内
0°~60°u
内,
abcs
>0u<0u>02T
,,。图示出两个
IGBTu
门极驱动信号
gVZ1gVZ4
~uAPFC
以及相储能电
感上的电流、变压器的初级电压、变压
LiTu
1L11NM
器的初级电流波形。
i
Lp
()第一阶段图示出该阶段的工作过程。
13a
当时,和共同导通,可饱和电感饱
t<tVZVZL
112s
和,加至负载,向负载输出功率。开
uRVZ
NMGBL1
=U
通,使,二极管,为输两点等电位,导通,
PVDNVD
13
图工作过程
3
4
计算机仿真结果
对图所示的电路进行了仿真。电路
1PSPICE
主要参数为:三相输入电源电压
u
S
=380VPFC
,的
L=L=L=50μHC=C=0.01μFC=470μF
12313d
;;;开关频
占空比;变压器变比输;;
D=0.4n=7∶=25kHz1
率
f
s
出滤波电感
L
ff
=100μHC=1μF
输;输出滤波电容;
出电压
U
oo
=36VI=400A4a
,输出电流。图示出完成
双重功能的零电压开关仿真波形;图示出
VZ4b
3
23
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年月,
电力电子技术
PowerElectronics
Vol.39No.6
,
L
in
工作在下,其包络线为与该相电压同相的图示出输入电流和与电压变换系数
DCM6THDPF
正弦仿真波形,即的输入电感电流波形;图
PFCi
Lin
4ci
示出经过高频滤波后得到的输入电流
in
仿真波
形,图示出相应的带时的频谱图。可见,
5aPFCi
in
除处有少量谐波未滤净外,大部分谐波均被滤
f
s
净。图示出不带
5b
PFCi
时传统变换器的
in
频谱图。显然,设计的
变换器,其值远远
PF
高于传统变换器的
PF
值,可达以上。
0.99
图仿真结果
4
图带或不带的频谱分析
5PFCi
in
5
理论分析
5.1PFCTHD
和
设计的变换器,其电感工作在模式。
PFCDCM
PFCVZ
电感在
131
开通,关断期间储能,在关
VZVZ
断,开通期间将能量转移。显然,当一个内的
VZT
3
第个脉冲结束时,和达到最大值和。
niiii
L1L3L1maxL3max
i
L2s
降到零。在一个内,电流波形呈锯齿状,如图
T2
所示。以相为例,电感电流的方程为:
A
i
L1s
≈t0≤t≤DT1
"#
Esinωt
()
L
()()
1
i+
L1L1maxss
≈itDT≤t≤T2
%
Esinωt-U
()
GB
L
&
()()
1
式中———的幅值
Eu
in
由式()和式()可得流过的平均电流为:
12L
1
i
2
L1AV
≈3
TEmsinωt
on
%&
()
2Tω
m-sintL
()
()
s1
式中
m=
U
E
GB
由于三相对称,故其它两相同理。因式()较复
3
杂,直接由式()计算比较困难,故将其近似
3THD
为:()
i≈4
L1AAVG
,
TEmsinωt-sin
on
2
23
()
()
ωt
2LTm-1
s
2
将式()由傅立叶展开,可得输入电流谐波为:
4
THD=%5
100
4m+3
()
24
mm=2.5PF0.995
的关系曲线。当时,达到。
图和与的关系曲线
6THDPFm
5.2
直流母线的过电压抑制
介绍的方案能较好地抑制了。在轻载
PPSCU
GB
下可保证低于。从能量的角度考虑,由式
U800V
GB
()可得输入功率和输出功率分别为:
3
P==
222
ino
3ETU
ono
4LTR
和()
P6
sL
当负载变轻时,减小,通过电压反馈环使得
P
o
T
onin
减小,因此,相应减小,抑制电压升高。实际上,
P
变换器是一个变换器,因此:()
BuckU7
GB
=
nUT
oon
T
s
式中———变压器的变比
n
由式()求出,代入式()可得:
6U7
o
U=
GB
nT
onL
2
E3R
’
2TLT
()
ss
8
显然,当负载减轻时,
TU
onGB
减小,抑制了。
6
试验结果
对图电路进行了样机试验。其参数
1U
oo
=40VI=
,
250A7aVZ
。图示出
3gVZ3
的门极驱动脉冲和漏源电
u
压的实验波形,它实现了零电压开关。
u
dsVZ3
图实验波形
7
(下转第页)
34
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年月,
电力电子技术
PowerElectronics
[3]KheraluwalaMHSteigerwaldRLGurumoorthyRA.Fase
Vol.39No.6
,
anenergyconservationpointofview,theaverageoutputpower
2
())
P
oiTsoTsii
P=V/Risequaltotheaverageinputpower=VI.Ifthe
(
,,
tr-
sponseHighPowerFactorConverterwithaSinglePowerStage[A].
ProceedingsoftheIEEEPowerElectronicsSpecialistsConference
769~779.
[C].1991
:
outputwltafeVisfixedtheaverageoutputpowerP
ooTs
,(
)
increasesastheloadRdecreases.TheaverageinputIthereby
i
increasesforafixedinputvoltageV.HencethedutyratioD
i
mustincrease,andthusthecontrolvoltagevincreases
ctrl
necessarily.Ontheotherhand,ifVandRarefixedandV
oi
decreases,andthenaverageinputcurrentIwillincreaseto
i
maintaintheconstantaveragepower.Asmentionedbefore,the
controlvoltagevtherebyincreases.
ctrl
[5]BaloghLSokalNO.ANewFamilyofSinglestageIsoRedlR
[4]LeeYSSiuKW.SingleSwitchFastresponseSwitchingRegula
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torswithUnityPowerFactor[A].ProceedingsoftheIEEEApplied
PowerElectronicsConference[C].1996791~796.
:
,,
--
latedPowerfactorCorrectorwithFastRegulationoftheOutput
-
Voltage[A].ProceedingsoftheIEEEPowerElectronicsSpecialists
1137~1144.
Conference[C].1994
:
7Conclusion
Inthispaper,theSingle-StagePFCDouble-CurrentSyn-
chronousRectifierLuo-Converterhasbeencombinedtocreatea
Single-Stagehighpowerfactorcorrectionconverter.Thepro-
posedconverterexhibitshighpowerfactor,lowvoltagestressand
outputvoltageregulation.Theoperatingprinciple,operatingpoint
andthesmall-signalmodeloftheproposedconverterarealso
studiedinthispaper.
Basedontheclassicalcontroltheory,aPIDcontrollerisde-
signedtoachievefastoutputvoltageregulation.AnAC/DCpro-
totypewithoutputpower108Wisbuiltandtestedtoverifyits
operatingprincipleoftheproposedconverter.Itrevealsfromthe
simulationandexperimentalresultsthatthedesignissuccessful
andcanbeusedinindustrialapplications.
[6]RedlRBaloghLSokalNO.ANewFamilyofSinglestageIso
,,
--
latedPowerfactorCorrectorswithFastReguLationoftheOutput
-
Voltage[A].ProceedingsoftheIEEEPowerElectronicsSpecialists
1137~1144.
Conference[C].1994
:
[7]LeeFCTsaiFS.VoltageandCurrentStressReductionZhaoQ
,,
inSingle
-
stagePowerFactorCorrectionAC/DCConverterswith
BulkCapacitorVoltageFeedback[J].IEEETrans.PowerElectron.
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--
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:
!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!
(上接第页)
24
扑结构简单,控制容易,对电网既无谐波污染,也无
理论分析、计算机仿真及实验结果均电磁干扰。
EMI
证实了它的可行性。
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刘亚梅伪相移式全桥混合变换器四
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[].1999.
硕士学位论文
图示出和实验波形。可见,滞后臂开关
7bui
NMLp
管是零电流关断模式。图示出相电压和级
7cuPFC
a
的实验波形。可见,电流是断续的,其峰值跟随输
i
L1
入电压的变化。图示出图的展开波形。图示
7d7c7e
出经滤波后电源的输入电压和的实验波形。可
ui
SS
图示出不带传统值可达以上。
7fPFCPF0.99
见,其
变换器的和实验波形。
ui
inin
7
结论
采用基于伪相移式的全桥零电压零电流(
PPS-
变换电路拓扑和控制策略,实现了所提)
FB-ZVZCS
单级、高功率因数、软变换器要求的大功率、
AC/DC
开关、直流母线电压抑制等的功能。适合用于三相三
线制输入电源和三相四线制输入电源等领域,其拓
34
-
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